0 引言

    LED因具有光效高、環保、壽命長等優點，已廣泛應用于室內、街道、景觀照明等領域^[1]。驅動電源是LED照明不可或缺的部分，它是保證LED發光品質和整體性能的關鍵^[2]。單級功率因數校正（Power Factor Correction，PFC）變換器因其器件少、成本低，主要應用于中小功率LED驅動電源中，而本文提到的Buck-Flyback單級PFC變換器具有中間電容耐壓值較低，開關管電流應力較低的特點，同時又能保證較高的PF值和效率，近年來得到了較多的研究^[3-6]。基于傳統Buck-Flyback單級PFC變換器的LED驅動電源由于主電路拓撲的限制，只能采用副邊反饋對LED負載進行恒流控制，此反饋方式由于副邊反饋電路和光電耦合器的存在，使得電源尺寸變大、成本變高。本文提出了一種基于原邊控制（Primary Side Regulation，PSR）的Buck-Flyback單級PFC變換器LED驅動電源，同時實現了功率因數校正和對LED的恒流控制，降低了電源體積和成本。

1 基于原邊控制的Buck-Flyback單級PFC變換器LED驅動電源

    如圖1所示為基于傳統Buck-Flyback單級PFC變換器的LED驅動電源的原理框圖。

    其中，流過LED的電流經電流采樣電阻R₄產生反饋電壓v_fb，反饋電壓v_fb與參考電壓v_ref的差值經過誤差放大器得到誤差信號v_e，v_e的變化會使經過光耦的電流i_e變化，流過光耦三極管的電流按照一定的傳輸比跟隨i_e變化，使得v_comp改變，控制器根據v_comp的幅值改變驅動脈沖的占空比，從而穩定流過LED的電流。

    由于越來越多的照明應用產品對LED驅動電源的高要求以及考慮到副邊反饋中光耦存在所帶來的劣勢，研究基于原邊控制技術的驅動電源很有必要^[7]。基于傳統Buck-Flyback單級PFC變換器的LED驅動電源由于主電路拓撲的限制，無法完成通過對反激變壓器部分原邊電感電流的采樣來實現對LED的輸出恒流控制。基于此，本文有針對性地對傳統Buck-Flyback單級PFC變換器主電路拓撲進行改進變換，提出了基于原邊控制的Buck-Flyback單級PFC變換器LED驅動電源，如圖2所示為其電路原理框圖。

    圖2中，消除了圖1電路中的副邊反饋電路和光電耦合器，采用原邊控制器實現了降低成本、減小電源尺寸的目的。其次，新型Buck-Flyback單級PFC變換器拓撲是在傳統Buck-Flyback單級PFC變換器拓撲的基礎上進行的針對性改進變換，采樣電阻Rcs和A點信號地的有效放置滿足了原邊控制技術需采樣得到原邊電感電流的條件，從而實現了對LED的恒流控制。本文所設計電源主電路運行于斷續模式(Discontinuous Current Mode，DCM)，即Buck-Flyback單級PFC變換器前級Buck電路和后級Flyback電路均工作于DCM模式，且在一個開關周期內輸入電壓近似不變。在半個工頻周期內，其工作模態大體可分為四個不同階段：階段1、階段2、階段3、階段4，所有工作模態的等效主電路如圖3所示。

    階段1：二極管D₅、D₇截止，D₆導通，開關管Q₂導通，輸入交流電源通過回路Q₂-D₆-C_b-L_b對電容C_b充電，電感L_b充磁儲能。建立起母線電壓v_b，建立時間很短。

    階段2：開關管Q₂繼續導通，當輸入瞬時電壓v_ac小于中間電容C_b電壓v_b時，整流橋不工作，流過電感L_b的電流為0，D₆、D₇截止，電路等效為Flyback電路。

    階段3：當輸入瞬時電壓v_ac大于中間電容C_b電壓v_b，D₇截止，開關管Q₂工作在[0，t_on]時，對于后級Flyback電路，D₈截止，輸出儲能電容C₂向負載供電。流過開關管Q₂的最大電流只是Buck級或者Flyback級的最大電流值。當i_b>i_p時，i_b=i_Q2，i_D6=i_b-i_p，D₅截止；而當i_p>i_b時，i_p=i_Q2，i_D5=i_p-i_b，D₆截止。

    階段4：當輸入瞬時電壓v_ac大于中間電容C_b電壓v_b，開關管Q₂工作在[t_on，t_s]時，電感L_b上電流通過D₇續流，D₅、D₆、Q₂都截止，D₈導通，能量傳遞到輸出負載側。由于L_b與反激級變壓器原邊電感量L_f的大小不同，此階段可能存在兩種情況：L_b或者L_f兩者有一先放電結束。

2 原邊控制的恒流原理

    根據LED的特性，LED驅動電源需要恒定流過LED的電流。原邊控制技術可以在無需副邊反饋的情況下恒定輸出電流，上節中圖2為基于原邊控制的LED驅動電源電路原理圖。

    本文設計的原邊控制LED驅動電源電路運行于DCM模式，流過采樣電阻R^cs的電流只是Flyback級變壓器的原邊電感電流，電路中主要信號的原理波形如圖4所示。

    如圖，在t₁時刻，根據功率恒定原則，反激變換器級副邊繞組安匝值與原邊繞組安匝值應相等，即可得到：

式中：R_cs是原邊電感電流檢測電阻；v_csp是一個開關周期內電流檢測電阻R_cs上的峰值電壓。控制器可以控制v_csp和每個開關周期內T_dis/T_s為一恒定值，故由式(4)可知：只要根據電源設計指標設定n_p/n_s及采樣電阻R_cs的值，就能恒定控制流過LED的電流。

3 實驗

    現設計如下LED驅動電源樣機進行實驗驗證。實驗電路參數為：輸入工頻電壓有效值為90~264 V；電網頻率f_Line=50 Hz；輸出LED電流I_o=300 mA；輸出電容為兩個2 200 μF電容并聯，即C₂=4 400 μF。主電路Buck變換級電感L_b感量為0.7 mH；Flyback變換級變壓器原邊匝數n_p、副邊匝數n_s和輔助繞組匝數n_a的關系為n_p:n_s:n_a=45:16:6，原邊勵磁電感感量為1.75 mH。采樣電阻R_cs取值1 Ω。

    根據電源的電路參數，在輸入全電壓范圍內，選取典型交流輸入電壓110 V時進行測試。在此輸入電壓下的LED電流I_o實驗波形和輸入電壓、輸入電流實驗波形如圖5所示。

    從波形可以看出電路正常工作時流過LED的平均電流約為300 mA，電源具有較好的恒流效果，同時由此交流輸入電壓下的輸入電壓、輸入電流實驗波形可以看出輸入電流波形跟隨輸入電壓波形并與輸入電壓同相，電源具有較高的PF值。

4 結論

    本文提出了一種基于原邊控制的Buck-Flyback單級PFC變換器LED驅動電源，使用原邊控制技術消除了傳統Buck-Flyback變換器存在控制復雜，尺寸偏大，成本相對較高的缺陷。實驗結果表明流過LED的平均電流被穩定在300 mA左右，在全電壓范圍內保證了LED的發光品質，并且電源獲得了較高的功率因數。

參考文獻

[1] 廖志凌，阮新波.半導體照明工程的現狀與發展趨勢[J].電工技術學報，2006，21（9）：106-111.

[2] 楊恒.LED照明驅動器設計步驟詳解[M].北京：中國電力出版社，2010.

[3] ALONSO J M，COSTA M A D，ORDIZ C.Integrated Buck-Flyback converter as a high-power -factor off-line power supply[J].IEEE Trans. on Industrial Electoronics，2008，55（3）：1090-1100.

[4] GACIO D，ALONSO J M，GALLEJA A J，et al.A univer-sal-input single-stage high power-factor power supply for HB-LEDs based on integrated buck-flyback converter[J].IEEE Trans. on Industrial Electoronics，2009，55(3)：570-576.

[5] 翁武仙，林維明.基于集成Buck-Flyback單級PFC變換器的分析與設計[C].中國電源學會第二十屆學術年會論文集，2013.

[6] 鄭清良，徐玉珍，李智，等.基于Buck-Flyback單級PFC的LED恒功率控制策略[C].中國電源學會第二十屆學術年會論文集，2013.

[7] 廖天澄，王程左，李威.一種原邊控制恒流LED驅動電路設計[J].電子元件與材料，2015，34（7）：56-59.