1 引言
為了減少對交流電網的諧波污染，國際上推出了一些限制電流諧波的標準，如IEC1000-3-2，它要求開關電源必須采取措施降低電流諧波含量。
為了使輸入電流諧波滿足要求，必須加入功率因數校正（PFC）。目前應用得最廣泛的是PFC級＋DC/DC級的兩級方案，它們有各自的開關器件和控制電路。這種方案能夠獲得很好的性能，但它的缺點是電路復雜，成本也高。
近年來，提出了很多單級功率因數校正AC/DC變換器[1－3]，特別是在小功率應用場合。在單級PFC變換器中，PFC級和DC/DC級共用一個開關管和一套控制電路，同時實現對輸入電流和輸出電壓的調節，它的優點是電路簡單，成本低。然而，這些變換器也存在著不少缺點，如效率低，不適用于大功率應用，儲能電容電壓變化大等。這些缺點限制了單級PFC變換器的應用。
本文提出了一種新型的單級功率因數校正單元（flyback＋boost單元）。通過控制flyback＋boost單元工作在不連續導電模式，使得輸入電流自動跟隨輸入電壓，實現功率因數校正，并且自動限制中間儲能電容上的電壓。基于這種單元，得到了一種新型的單級功率因數變換器。實驗證明這是一種很好的單級PFC變換器。
2 基于flyback＋boost單元的單級功率因數校正AC/DC變換器
2.1 flyback＋boost單元的工作狀態
本文提出的新型單級功率因數校正變換器如圖1所示。
圖1 帶flyback＋boost單元的單級PFC變換器
當工作在不連續導電模式（DCM）下，flyback＋boost單元的工作狀態可以概括為兩種狀態，即反激變換器狀態和boost電感狀態。
1)反激變換器狀態當|vin(t)|<(vc1－n1Vo)〔式中vin(t)表示交流輸入電壓瞬時值，vc1表示中間儲能電容的電壓，n1表示變壓器T1的變比〕期間，T1工作在一般的反激變換器狀態。在一個開關周期內，當S1開通時，L1(表示T1的初級電感)經D5充電，儲存能量；當S1關斷時，由于|vin(t)|<(vc1－n1Vo)，D6不能導通，儲存在T1中的能量全部傳遞到輸出端?？梢?，在|vin(t)|<(vc1－n1Vo)期間，flyback＋boost單元的工作原理與反激變換器一樣。
2）boost電感狀態當|vin(t)|>(vc1－n1Vo)期間，T1相當于一個boost電感。在一個開關周期內，當S1開通時，L1經D5充電儲能；當S1關斷時，由于|vin(t)|>(vc1－n1Vo)，D6導通，儲存在T1上的能量向C1充電，其工作方式與一般的boost電感型單級PFC變換器一樣。
兩個工作狀態的工作波形如圖2所示。
圖2 flyback＋boost單元的兩個狀態
這種新型的單級PFC變換器具有一個顯著的優點，那就是能夠自動限制中間儲能電容上的電壓。因為，當PFC單元處于反激變換器狀態時，反激變換器副邊反饋到原邊的電壓加上輸入電壓之和為（|vin(t)|＋Vo·n1），只有當（|vin(t)|＋Vo·n1）>vc1時，C1才會被充電，此時PFC單元進入boost電感狀態，所以，儲能電容上的電壓最終被限制在（Vin(peak)＋Vo·n1）。
2.2 變換器的工作原理
因為PFC單元具有兩種工作狀態，以下將分別介紹在這兩種工作狀態下變換器的工作原理。
1）當PFC單元工作于反激變換器狀態時，在一個開關周期內，變換器經歷了三個工作狀態，電路中主要電流波形如圖3所示。
圖3 Flyback狀態電路中電流波形
狀態1[t0，t1]S1導通，D5導通，D6，D7反向關斷，流過L1的電流線性增加。同時D8導通，C1的能量通過T2釋放。流過L1的電流為
iin(t)=
(t－t0)（1）
式中：Vin(peak)為交流輸入電壓的峰值；
ω為交流輸入電壓的角頻率。
狀態2[t1，t2]在t1時刻，S1關斷，D8關斷，D9續流導通。D5關斷，D6也關斷。此時D7導通，儲存在T1上的能量傳遞到輸出端，直到t2時刻，T1的能量完全釋放。
狀態3[t2，t3]在t2時刻，D7自然關斷。此時S1，D5，D6，D8也關斷，D-續流導通，直到S1重新導通。
從以上分析可以知道，經過整流橋后的輸入電流iin是一個三角波，在一個開關周期內平均輸入電流Iin(avg)可表示為
Iin(avg)=
D2Ts（2）
式中：Ts為變換器的開關周期；
D為占空比。
2）當PFC單元工作于boost電感狀態時，在一個開關周期內，變換器也經歷了三個工作狀態，主要電流波形如圖4所示。
圖4 Boost狀態電路中電流波形
狀態1[t0，t1]S1導通，D5和D8導通，D6，D7反向關斷，工作過程與上述的狀態1相同。
狀態2[t1，t2]在t1時刻，S1關斷。D8關斷，D9續流導通。D5，D7關斷。此時D6導通，Vin和L1通過D6給C1充電，直到t2時刻，L1的能量完全釋放。
狀態3[t2，t3]在t2時刻，D6自然關斷。此時S1，D5，D7，D8也關斷，D9續流導通，直到S1重新導通。
當狀態1結束時，電感L1的電流為
iin(t1)=
DTs（3）
在狀態2期間有
vc1－
=L1
（4）
式中：D21為[t1，t2]時間段續流的占空比。
在一個開關周期內，平均輸入電流Iin(avg)為
Iin(avg)=
iin(t1)(D＋D21)=
（5）
由式（2）及式（5）可知，無論flyboost＋boost單元處于反激變換器狀態或著boost電感狀態，變換器都能實現功率因數校正。
3 實驗結果
根據圖1建立了實驗電路，設計參數為
輸入 AC 170～230V；
輸出 16V/7.5A；
頻率 120kHz；
電路主要參數 L1=54.02μH，n1=4.75。
通過實驗得到波形如圖5所示。在滿載時變換器的功率因數達到0.976，中間儲能電容上的電壓自動限制在380V。
(a)flyback＋boost單元處于反激變換器狀態時輸入電流波形
(b)flyback＋boost單元處于boost電感狀態時輸入電流波形
(c)輸入電壓與平均輸入電流
圖5 實驗波形
4 結語
本文提出了一種基于flyback＋boost單元的新型單級功率因數校正AC/DC變換器。這種變換器具有以下優點：
1)自動限制中間儲能電容上的電壓；
2)通過控制flyback＋boost單元的兩種狀態都工作于DCM模式下，獲得了很高的功率因數。
通過實驗，證明這是一種很好的單級PFC變換器。