為驗證上述程式的有效性，設計和搭建了一個PA電路。該C類 PA在225到400 MHz內具有10W輸出功率，最小功率增益是10dB。因零偏置發射-基結結構兼具高效和結構簡單的特點，所以，C類采用該結構。因具有優異的可靠性和耐用性，所以摩托羅拉/飛思卡爾的MRF321 UHF功率晶體管被選用。MRF321在400MHz具有10W RF功率，工作在28V。
輸入和輸出匹配網絡的設計從在器件數據手冊中選擇輸入和輸出阻抗(Zin和Z*OL)開始，然后在整個相關頻段插入這些數據(可借助Touchstone完成)。表中顯示的是插入在225 MHz到400 MHz頻帶內這些阻抗的樣本值。圖4顯示的是輸入匹配網絡的圖形設計。
中心頻率(312.5 MHz)的輸入阻抗位于點A。設計目標是當從點A移向圖表的中心時，不超過常數Q規定的范圍。其中：
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圖4顯示，低品質因數(Q)寬帶匹配網絡電路可通過多個L部分實現。匹配電路包括三個低通L型部分和一個旁路電容(C4)以補償輸入阻抗Zin的感應電抗。
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但該網絡具有一種包括兩個低通部分(L5–C5和L6–C6)、一個高通元件(C7)的帶通拓撲結構。旁路電感(L4)用于將晶體管的輸出電容中和掉。因在此例中，輸出阻抗水平更高，所以，輸出匹配電路的增益帶寬約束比輸入匹配電路簡單。該網絡的梯形形式在諧波抑制中有用。
計算機建模程式以設計可預測從fL到fH間的Zin和Zout的建模網絡開始。通過Touchstone對這些網絡進行設計和優化。圖6顯示的是這些網絡的最終優化電路元素值。
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對輸入匹配網絡實施優化以表征由方程3給出的輸入端反射系數，以補償MRF321晶體管的6dB/倍頻的增益頻率斜率。可向作者索取優化輸入匹配網絡所需的Touchstone電路文件。這些所需的輸入反射系數值被保存成一外部文件(GMRF321.S1P)。為控制整個頻帶的輸入VSWR，添加了兩個分別由L7、C8和R1及L8、C9和R2組成的補償網絡。另一方面，對輸出匹配網絡進行優化以在整個工作頻帶內，為晶體管集電極提供優化的負載阻抗ZOL。添加了一個與L4串行的補償網絡以改進匹配要求。圖7表示的是最終的優化功率放大器電路。
該功率放大器的正確建構，以正確為匹配網絡選擇元件開始。利用安捷倫(www.agilent.com)的HP 8510B向量網絡分析儀測量和調設全部元件。除陶瓷固定電位器外，為了調整還采用了微調電容器。所有電感都是由20和22 AWG烤漆線手工繞制的。用于絕緣DC電路的RF扼流器(choke)制成低Q型。
電路做在一塊10.8×8cm的雙面PCB上，所用的是一種1.2mm厚的環氧玻璃PCB材料。
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選用環氧玻璃是因其隨處可買且便宜。電路做在上面，而覆銅底層做地平面。為得到良好的電路穩定性，將一個鐵磁珠與基極扼流器串接在一起以抑制低頻振蕩。然后將該電路裝在一個11×9×3cm大小的外殼以將功率放大器與外部干擾信號絕緣。該外殼與一個合適的散熱器固定在一起。在輸入和輸出端采用BNC接頭用于信號輸送。為DC偏置在殼體上裝接了一個旁路(feed-through)電容器。RF晶體管的底襯用一個合適的螺釘與散熱器固定在一起。圖8表示的是作為從225到400 MHz間頻率的函數的輸出功率。
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功率增益是9.5±1dB。但，并沒試圖對該特性進行經驗調整。調整微調電容使在高低頻兩端有相同的峰值增益能得到更好的寬帶工作效果。若這樣做，一個三端口循環器應被放在功率放大器的輸入端以保護輸入功率放大器免受在該過程中因VSWR衰減可能產生的反射功率影響。在工作頻帶內，發現二級諧波水平比基本信號功率低16到20dB。