0 引言

    近些年來，隨著無線通信系統技術的發展，越來越多的便攜式電子產品向著低功耗、高集成度的方向發展。GPS服務因其能夠實時追蹤和導航的優點，現已成為無線通信設備不可或缺的功能^[1-3]。而低噪聲放大器（LNA）作為GPS接收機前端的第一級有源器件，其性能顯著影響著整個接收機的性能。因此對LNA噪聲、功耗、線性度等性能指標提出了越來越嚴苛的要求。

    GPS接收機接收到的信號非常微弱，盡管1 dB壓縮點能夠較為輕易地滿足，但同樣也要避免某些特定環境下由于干擾信號引入造成的非線性失真。例如軍用或某些特定商業用途中，當人為干擾信號存在時，對GPS接收機的線性度要求會大大提高。本文在跨導導數疊加技術^[4]的基礎上，采用體偏壓控制的跨導導數疊加技術^[5]，數倍提高了補償三次非線性系數輔助管的調節精度。通過在輸入端主放大管的柵源兩端并聯電容的方法^[6]，降低二次諧波對三階交調失真的影響，進一步改善了線性度。同時，采用折疊式共源共柵的拓撲結構^[7]，降低了電路的工作電壓。

1 消除三次非線性

    MOS管的三階非線性是LNA三階交調失真的主要來源。工作在飽和區的共源級MOS管，其漏極電流i_d關于柵源電壓v_gs的泰勒級數展開式為：

    而跨導的非線性導致了共源級放大器的非線性。由共源級LNA的輸入三階交調點(IIP3)表達式^[8]：

可知，為了提高IIP3，應盡量減小三次非線性系數g_m3的值，即減小跨導g_m的二階偏導g_m″的值。為此，有學者提出跨導導數疊加技術，其結構如圖1所示，由主放大管Ma和輔助放大管Mb并聯組成。主放大管的柵極電壓V_bias1和輔助放大管的柵極電壓V_bias1-Vshift分別確保主放大管Ma和輔助放大管Mb工作在強反型區和弱反型區。通過調整M1和M2的寬長比和偏置條件，使得主放大管Ma與輔助放大管Mb兩者跨導的二階偏導g_m″正負峰值對齊，如圖2所示。從而令兩者三次非線性系數之和接近于零，進而改善共源級LNA的線性度。

    在此基礎上，本文采用體偏壓控制的跨導導數疊加技術如圖3所示，主放大管M1和輔助放大管M2使用相同的柵壓V_bias，根據閾值電壓V_th的計算公式：

其中，V_th0是V_BS為0時的閾值電壓，γ為體效應系數，φ_S為表面勢參數，V_BS為襯源電勢差，L₁與L₂組成滑動變阻器。通過調節V_BS的大小令輔助管M2工作在弱反型區。當輔助放大管M2分別由柵壓V_bias1-V_shift和體偏壓V_bs控制時，掃描各自的偏置電壓V_bias1和V_bias。V_shift取值范圍在0.08 V~0.23 V時，與V_bs取值范圍在-0.30 V~-1.08 V時，兩者都會得到由M2a到M2b一簇近似相同的曲線，如圖4所示。即兩種技術能夠產生相同的補償三次非線性系數的效果。盡管兩種不同技術使得輔助管M2表現出相似的g_m″曲線，但采用體偏壓控制的跨導導數疊加技術的控制電壓V_bs的范圍，是傳統跨導導數疊加技術控制電壓V_shift的5.2倍，因此能夠在工藝、電壓、溫度變化的影響下，更為精準地調節g_m″的曲線。

2 削弱二次非線性的影響

    當在共源級LNA輸入端輸入頻率相近的雙音信號時，在輸出節點產生的二次諧波，通過寄生的柵源電容和柵漏電容反饋路徑，與輸入信號再次由于跨導的二次非線性產生三次非線性項，進而惡化線性度。本文采用折疊式共源共柵的結構，大大削弱了通過柵漏電容反饋路徑的影響，同時通過在主放大管柵源兩端并聯電容的方法，削弱了由于跨導二次非線性對LNA線性度的影響。

    當考慮到二次非線性對線性度的影響時，共源級LNA的IIP3可以表示為^[6]：

其中，g_m是MOS管的跨導，ω為工作頻率，L_s為源極簡并電感，C_gs0為MOS管的柵源電容，C_add為MOS管柵源兩端并聯的電容，L_g為柵極電感。通過導數疊加技術，g_m″的影響可以近似忽略。在MOS管柵源兩端并聯電容C_add，式(5)中IIP3的分母g_m′項中由于C_add的引入，降低了二次非線性對三階交調失真的影響，從而進一步改善線性度。

3 電路設計

    本文提出的應用于低電壓GPS接收機的高線性度低噪聲放大器結構如圖5所示。主放大管M1與共柵管PM1組成折疊式共源共柵結構，降低了工作電壓。輸入端的主放大管M1管與L_s構成源簡并電感結構，能夠在窄帶實現良好的輸入匹配，同時獲得較低的噪聲系數。主放大管M1管與輔助放大管M2管利用體偏壓控制的跨導導數疊加技術，能夠極大地削弱三次非線性項gm2的影響，進而大幅改善低噪聲放大器的線性度。C_add用于削弱二次非線性對LNA線性度的影響。M3、R₁、R₂與PM2、R₄分別為M1、M2與PM1提供偏置電壓，L₂與C₂實現輸出匹配。

4 仿真結果與分析

    基于TSMC 0.18 μm RFCOMS工藝，利用Cadence Spectre RF進行調試并仿真。在0.9 V工作電壓下，最終測試的S參數如圖6所示。S11與S22分別為-32.43 dB和-24.58 dB，LNA能夠與前后級實現良好的匹配。S21為13.16 dB，能為GPS接收機在第一級提供足夠的增益。測試的噪聲系數如圖7所示，LNA在工作頻率1.575 GHz時的噪聲系數為1.53 dB。最終測試的IIP3如圖8所示，LNA的IIP3為6.63 dBm，在低電壓下表現出較好的線性度。且LNA的功耗為8.78 mW，符合低功耗的設計要求。將本文設計的LNA與已發表的相關論文作對比，如表1所示。結果表明，本文設計的LNA在低電壓條件下，噪聲性能及線性度具有一定優勢。

5 結論

    本文采用體偏壓控制的跨導導數疊加技術在有效提高低噪聲放大器線性度的基礎上，數倍提高了g_m″的調節精度。通過增加補償電容的方法，降低二次諧波對三階交調失真的影響，進一步改善了線性度。同時采用折疊式共源共柵的拓撲結構，有效降低了工作電壓。仿真結果表明，在0.9 V供電電壓下，工作頻率為1.575 GHz時，功耗為8.78 mW，IIP3為6.63 dBm，噪聲系數為1.53 dB，同時該電路能夠提供13.16 dB的增益，并能實現良好的輸入輸出匹配。

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作者信息:

陳  利，劉艷艷

（天津市光電子薄膜器件與技術重點實驗室，天津300350）