0 引言

    隨著近些年衛星導航產業的迅猛發展，人們對射頻接收機前端芯片在面積、功耗、性能、成本等方面都有了更高的要求。混頻器因為在射頻前端芯片鏈路中處于低噪聲放大器和中頻濾波器之間，它的性能指標對整個射頻前端芯片的性能都有著重要的影響^[1]，而鏡像抑制混頻器由于能夠抑制鏡像信號的干擾，在混頻器設計者中很受歡迎。本文基于傳統的Hartely鏡像抑制結構, 設計了一款以共射頻輸入端正交混頻結構為核心單元的鏡像抑制混頻器，能夠很好地抑制鏡像信號的干擾。

1 Hartely結構原理

    傳統的Hartely鏡像抑制結構如圖1所示，將正交的本地振蕩信號與射頻輸入信號分別進行下變頻，然后對其中一路下變頻信號進行濾波和90°移相操作，最后再將兩路信號求和來達到消除鏡像中頻信號的目的^[2]。我們假設射頻輸入信號為A_RFcos(ω_RFt)，鏡像干擾信號為A_IMcos(ω_IMt)，本振信號頻率為ω_LO，中頻信號頻率為ω_IF，那么它們之間的頻率關系可以表示為式(1)：

    經過正交混頻與濾波后A1、A2兩點的信號可表示為式(3)、式(4)：

    從式（6）中可以看出鏡像中頻信號經過求和后被消除[3]。

    上述分析僅限于理想情況下，實際中由于輸入信號相位和增益失配等原因，仍有一部分鏡像信號不能完全被消除，從而降低了鏡像抑制能力。本文設計電路中采用共射頻輸入端正交混頻結構來降低信號相位和增益的失配，從而增強混頻器的鏡像抑制效果^[4]。

2 電路設計

2.1 混頻器核心單元設計

    本文設計的共射頻輸入端正交混頻核心單元結構如圖2所示。

    電路由4部分組成，分別是由R1-R4構成的負載級、由M3-M10構成的開關級、由M1-M2構成的跨導級和由M11-M14構成的尾電流源級；其中跨導級將射頻輸入電壓信號轉化為電流信號。開關級由本振大信號控制其交替通斷，從而實現混頻功能。負載級通過負載電阻將電流信號轉化為電壓信號輸出到IFIP、IFIN、IFQP、IFQN 4個端口。而尾電流源級則是由基本的鏡像結構為電路提供穩定的尾電流；電路中射頻輸入端采用偽差分結構，跨導級的直流偏壓由直流偏置VRFM經R9、R10分別提供。本振輸入端口的4路信號要求是正交差分的I/Q信號，一方面差分結構可以很好地解決偶次諧波、端口泄漏和共模抑制等問題，另一方面正交信號與射頻信號混頻可為后級PPH提供正交差分的輸入信號。開關級的直流偏壓由直流偏置VLOM經R5-R8分別提供^[5]。對于負載級電路，通過加入電容C1-C6來構成RC濾波電路，濾波電路既能保證開關級和跨導級工作在飽和區，也能保證對輸出的干擾頻率有衰減作用^[6]。

    此外在設計電路跨導級時采用了共射頻輸入結構M1-M2，可以在一定程度上降低因兩路輸入正交混頻器跨導級不匹配而引起的中頻輸出信號的不匹配，為后級PPH提供良好的輸入信號。

2.2 無源多相濾波器設計

    無源多相濾波器由基本的RC_CR電路組成如圖3所示^[7]。

    通過分析可以知道其傳輸函數為式(7)：

    由于本文設計電路輸出中頻信號的頻率為4 MHz，帶寬設計指標為2 MHz，在考慮RC_CR電路非理想效應的基礎上，通過調節電阻R和電容C的大小，把兩個頻點設置為2.5 MHz和5.5 MHz^[8]，設計出符合要求的兩級無源多相濾波器，如圖4所示。

    由式(8)可知，假設兩級無源多相濾波器的輸入有用中頻信號IFIP、IFQP、IFIN、IFQN分別為V、jV、-V、-jV，此時鏡像中頻信號分別為V、-jV、-V、jV^[9]。對于有用中頻輸入信號而言，此時圖中A、B、C、D 4點信號分別為式(9)～式(12)：

    而對于鏡像中頻輸入信號而言，此時圖中A、B、C、D四點信號分別為0、0、0、0。說明此時無源多相濾波器對有用中頻信號可以通過，而對鏡像中頻信號進行抑制。

2.3 求和單元設計

    本文設計的求和電路結構如圖5所示，電路基于簡單的疊加原理和運放原理設計而成^[10]，IP、IN、QP、QN四路輸入信號由前級PPH提供，負載部分采用純電阻串聯的方式，通過兩路數字信號C0、C1控制PMOS開關對來調節輸出阻抗的大小，進而調節增益的大小。

    當C0=1、C1=1時：

3 仿真結果與分析

    本文電路采用TSMC 0.18 μm COMS工藝設計，供電電壓取值為1.8 V，求和電路中2位數字控制信號分別取值C0=1、C1=1，L1頻點取值為1 575 MHz，B1頻點取值為1 561 MHz，輸出中頻信號均為4 MHz，由式(1)可求出L1頻點的鏡像頻點為1 567 MHz，B1頻點的鏡像頻點為1 553 MHz。利用Candence軟件中的Spectre對電路進行仿真。

3.1 轉換增益和鏡像抑制比仿真

    從圖6中可以看出，在L1頻點1 575 MHz處的轉換增益為24 dB，在L1頻點的鏡像頻點1 567 MHz處轉換增益為-23.83 dB，經計算可得：

    同理從圖7中可以看出，B1頻點處轉換增益為24 dB，B1頻點的鏡像頻點1 553 MHz處轉換增益為-23.83 dB，經計算可得：

3.2 單邊帶噪聲系數仿真

    從圖8中可以看出，針對L1、B1頻點單邊帶噪聲系數分別為14.88 dB、14.87 dB。

3.3 輸入1 dB壓縮點仿真

    從圖9中可以看出，針對L1、B1頻點輸入P1dB分別為-23.355 2 dBm、-23.399 5 dBm。

4 總結

    本文設計了一款用于GPS/BD導航系統中的鏡像抑制混頻器，混頻器采用了共射頻輸入端正交混頻結構、PPH結構、求和電路，在均衡轉換增益、線性度、噪聲系數等指標的基礎上，有效地實現了對鏡像干擾信號的抑制。仿真結果表明在GPS L1和北斗B1不同頻點處，鏡像抑制混頻器的IRR均為47.8 dB，轉換增益均為24 dB，輸入P1dB均為-23.4 dBm，單邊帶NF均為14.9 dB，可以用于GPS/BD射頻接收機中。

參考文獻

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作者信息：

李東亞1，黃海生1，李  鑫1，曹新亮2，尹  強1

（1.西安郵電大學 電子工程學院，陜西 西安710121；2.延安大學 物理學與電子信息學院，陜西 延安716000）