李永1，王關云2，劉芫健2

　　（1. 中興通訊有限公司 無線預研部，廣東 深圳 518055；2. 南京郵電大學 電子科學與工程學院，江蘇 南京 210003）

       摘要：為緩解頻譜資源的日益緊張，毫米波無線通信已成為新的研究熱點之一。基于射線追蹤法，對典型室內辦公環境下60 GHz毫米波傳播特性進行仿真建模，并與2.4 GHz非毫米波頻段進行對比分析。分別在視距和非視距下對比研究了兩種頻段的路徑損耗與時延擴展，分析結果可以為室內毫米波的無線網絡覆蓋提供理論依據。

　　關鍵詞：60 GHz毫米波；射線追蹤法；傳播特性

0引言

　　市場研究預計接入互聯網的設備將在2020年達到250億臺。這將是聯合國估算的全球人口數的3倍，屆時，網絡擁堵的問題將更為嚴重。而如今WiFi技術常用的2.4 GHz頻段早已不堪重負，為緩解頻譜資源的日益緊張，勢必要開發新的頻譜資源。眾所周知，毫米波最突出的優點是頻帶寬，尤其是60 GHz頻段被認為是最有前途的頻段，其1%的相對帶寬就可以提供數百兆乃至千兆的可用帶寬［1］。因此,國內外都在對毫米波無線通信展開積極研究，其中，歐盟METIS項目已將60 GHz毫米波選作未來5G室內通信頻段，并制訂了多個典型環境以做研究［2］。

　　近年來對室內電波的傳播預測常采用射線追蹤法。射線追蹤法能夠找出發射機到接收機的全部電波傳播路徑，并且擁有較高的計算精度和較快的計算速度［34］。本文基于射線追蹤法，就歐盟METIS項目中的典型室內辦公環境（TC1場景），對60 GHz毫米波傳播特性進行仿真建模，并與2.4 GHz非毫米波進行對比分析。

1射線追蹤法

　　射線追蹤法將發射信號以射線的形式進行傳播，發射機到接收機的路徑有可能是直達路徑也可能是非直達路徑。如果是非直達路徑，則發射的射線將可能經過多次反射、繞射、透射等才能到達接收機。根據幾何光學和一致繞射理論，射線在傳播過程中遇到障礙物后，首先判斷射線的傳播類型，反射、繞射或者透射，然后計算射線下一個到達點位置和此時的場強，而后繼續跟蹤射線，直到射線通過接收機或者射線能量低于某一閾值為止，之后再回到發射端，跟蹤下一條射線，最后將到達接收點的各條射線進行合并，從而完成電波預測。由此可見射線追蹤法是一個復雜的遞歸過程［5］。

　　1.1建立發射射線

　　發射天線輻射出的電波波束可以看作是許多由發射天線射出的射線。射線通過對波前球劃分產生，如圖1所示，由源點發出的電波可以用頂點在源點的錐體表示，錐體底面可以是三角形、正方形等，每一個錐體由自頂點到底面中心的連線表示射線，所有的射線按照一定的空間角度間隔從發射機發出，跟蹤每一條射線的前進路徑，跟蹤路徑上所發生的反射、透射、衍射都利用幾何光學理論進行計算。如果所追蹤的射線反射次數大于預先設置的最大反射次數或能量低于某一閾值后，則舍棄該條射線，這樣所有值得注意的射線都會被找到。

　　1.2追蹤射線

　　在射線的追蹤過程中，求交運算是最主要的運算，通過求交運算判斷射線是否與墻、門或其他障礙物相交，進而判斷射線是否會發生反射和透射；當射線掠過棱角時，還需判斷是否發生繞射。

　　假設某物體一平面的方程為ax0+by0+cz0+d=0，射線起點坐標為(x0,y0,z0)，方向為(d1,d2,d3)，參數方程如式（1）所示。

　　當ad1+bd2+cd3=0時，射線與平面平行。當ax0+by0+cz0+d=0時，射線在平面內。除去上述兩種情況，則射線（或者此射線的反向延長線）與平面相交，此時計算得出參數ti=－(ax0+by0+cz0+d)/(ad1+bd2+cd3)，若ti≥0，則表明射線與平面的交點在此射線上。連接原點與交點得到矢量s。平面通常為一個矩形，矩形一頂點處，有兩條矩形邊矢量相互垂直，其分別用u、v來表示，從原點到此頂點的線段用矢量x表示。若式（2）和式（3）同時成立，則說明射線與平面相交，即表示射線能夠發生反射和透射現象。

　　1.3判定射線是否到達接收點

　　將接收機視為一個接收球，如果追蹤的射線與該球相交，則認為該射線被接收機接收。接收球半徑的確定非常重要，如圖2中的接收球RX1與接收球RX2，離發射點越遠，接收球半徑應越大；往往接收球的半徑與收發天線間的距離及發出射線的空間角度間隔Δθ相關。

2仿真結果與分析

　　2.1仿真環境

　　如圖3所示，針對METIS項目文件中典型室內辦公環境進行建模仿真。房間高3.0 m，四面墻壁、天花板以及地板的材質為混凝土，其相對介電常數均為εr=6.14，電導率σ=0.3S/m。發射天線（TX）位于辦公室的墻壁上，天線高度為2.0 m，發射功率為20 dBm，發射信號分別選用60 GHz毫米波和2.4 GHz非毫米波；接收天線（RX）高度為1.0 m，接收天線分別沿圖3中線路A-B（視距環境）、線路C-D（非視距環境）移動，收發天線均為垂直極化全向天線。

　　2.2仿真分析

　　在無線網的規劃和優化中，考慮最多的傳播問題就是路徑損耗。路徑損耗是指電磁波在傳播過程中由傳播環境引起的能量損耗，屬于大尺度衰落，具有冪定律特性。路徑損耗通常表示為：

　　Pr=k/dn

　　式中，Pr是距離發射機d處的接收功率，k是比例因子，n是路徑損耗指數。

　　圖4和圖5給出了60 GHz和2.4 GHz電波分別在視距和非視距傳播下的路徑損耗，在視距傳播下，60 GHz電波的路徑損耗分布在83.98 dB~132.74 dB之間，均值為103.65 dB；而2.4 GHz電波的路徑損耗分布在63.55 dB~96.33 dB之間，均值為82.64 dB；在非視距傳播下，60 GHz電波的路徑損耗分布在96.72 dB~132.59 dB之間，均值為111.29 dB；而2.4 GHz電波的路徑損耗分布在76.08 dB~107.49 dB之間，均值為89.60 dB。可見無論在視距還是非視距下，60 GHz毫米波的路徑損耗都要比2.4 GHz非毫米波的路徑損耗大20 dB左右，此外，由于存在直射路徑，視距傳播的功率損耗往往要比非視距傳播下的損耗小。在圖4和圖5中，就總體趨勢而言，路徑損耗隨接收點離發射點距離的增加而增加，但路徑損耗在小范圍距離內卻有增有減，這主要是由于多徑反射造成的，而在非視距下，這種增減的幅度變化較大，這說明非視距下多徑效應更加明顯。

　　時延擴展是指無線電波以射線形式，通過不同傳播路徑到達接收機的時間不同，通常用以描述時間色散效應。時延擴展往往采用均方根時延擴展τrms（Root Mean Square，簡稱RMS）描述，均方根時延擴展是多徑信號功率延遲分布的二階矩［6］，定義為：

　　其中，τk、ak分別為第k條射線的時延與增益，τm為平均時延，P(τk)為第k條射線攜帶的功率。信號時延擴展過大容易引起碼間干擾，從而限制了數字多徑信道的最大碼速。

　　圖6和圖7給出了60 GHz和2.4 GHz電波分別在視距和非視距傳播下的時延擴展。在視距傳播下，60 GHz電波的時延擴展分布在1.97 ns~7.20 ns之間，均值為4.71 ns，而2.4 GHz電波的時延擴展分布在2.14 ns~7.17 ns之間，均值為4.93 ns。視距下，60 GHz毫米波的時延擴展要比2.4 GHz非毫米波的時延擴展小0.2 ns左右。時延擴展越小，相關帶寬就越大，進而可以更好地抑制碼間干擾。而在非視距傳播下，60 GHz電波的時延擴展分布在3.01 ns~8.13 ns之間，均值為5.94 ns，而2.4 GHz電波的時延擴展分布在3.42 ns~8.47 ns之間，均值為5.96 ns。非視距傳播時，兩種頻段的時延擴展均值幾乎沒有明顯區別。另外還可看出，電波在非視距傳播下的延遲擴展比視距下的延遲擴展大，這往往是由非視距下多徑效應嚴重造成的。

3結論

　　隨著物聯網時代的到來，對室內高頻段電波傳播特性的研究已成為熱點。本文基于射線跟蹤法，通過仿真對比分析了典型室內辦公環境中60 GHz毫米波與2.4 GHz非毫米波的傳播特性。非視距下電波的路徑損耗要比視距下的路徑損耗大，同時，無論在視距或非視距傳播中，60 GHz毫米波的路徑損耗都要比2.4 GHz非毫米波的路徑損耗大20 dB左右；而在視距下60 GHz毫米波有利于減小時延擴展，進而可以提高最大傳輸速率，但在非視距下60 GHz和2.4 GHz電波的時延擴展均值相差不大。這些分析結果可以為室內毫米波的覆蓋提供理論依據。

參考文獻

　　［1］ 王靜，楊旭，莫亭亭. 60 GHz無線通信研究現狀和發展趨勢［J］. 信息技術,2008,32（3）:140144.

　　［2］ METIS. Deliverable D6.1 Simulation guidelines［EB/OL］.（20131031）. https://www.metis2020.com/wpcontent/uploads/deliverables/METIS_D6.1_v1.pdf.