混頻器常常用一個二極管橋式電路(diodebridge)或一個Gilbert單元(Gilbertcell)來實現。這兩類混頻器都使用了一個本地振蕩器(LO)來跳轉射頻(RF)輸入的極性。

　　當LO為正時,RF輸入被混頻轉換為中頻(IF)輸出時極性不改變。當LO為負時,RF輸入轉換為IF時極性改變。于是,通過LO“跳轉”了RF信號的極性。這種效應相當于以乘以+1或-1(損耗忽略不計)。

　　混頻器還可利用運算放大器來實現(圖1)。這種運放混頻器采用一種平方波LO來跳轉RF輸入的極性。U1b、D1、D2、R1和R2構成了一個反相半波整流器,用以反轉LO,并只輸出D2、R3、R4、R5和U1c形成的反相加法器的正半波。

　　由于R5和R4的值是R3的兩倍,經過反相半波整流的LO幅度加倍與原來的LO相加。因此,這些元件共同構成了一個眾所周知的全波整流器1。平方波LO輸入在U1c產生一個負直流輸出,其幅度等于LO的電平值。

　　其余的元件,連同U1c和R5一起,形成前述全波整流器的變異體。這個變異體的兩個輸入和U1a的反相輸入相加。RF和LO輸入相加,反相并半波整流。二極管D3和D4被U1b等元件構成的整流器反向,故D4只有負值輸出。

　　U1c作為反相加法器,對RF(通過R9)和LO(通過R11)求和并進行反相半波整流(通過R10)。由于R5、R9和R11的值是R10的兩倍,經半波整流后和值的幅度增倍,并與原來的RF和LO信號相加。由此得到的波形具有等于LO幅度的正向直流偏置。把這個結果和U1b及U1c產生的負直流電壓結合起來,即消除了兩項直流,并使波形直流偏置為零。

　　圖2的波形顯示,當LO為正時,IF輸出和RF信號相同,但只要LO為負,IF輸出的極性就被改變。這正符合混頻特性。

　　為避免失真,LO幅度必須大于RF幅度。而且,LO和RF之和的兩倍必須小于電源電壓以防限幅(clipping)。當然,可用一個簡單的10-kΩ電阻來取代并聯的R4和R11。混頻器電路可用下面的等式來總結：

IF=[RF+LO2×HALF(RF+LO)+FULL(LO)]

　　當LO>0時,上式變為：

IF=-[RF+LO-2(RF+LO)+LO]=RF

　　當LO<0時,為：

IF=-(RF+LO-0-LO)=-RF

　　這里,HALF(RF+LO)表示(RF+LO)的正半波整流,FULL(LO)表示全波整流LO,且LO的幅度比RF的幅度大。因此當LO>0時,IF=RF;LO<0時,IF=-RF。

　　這種運放混頻器可提供好幾種優勢。它在所有的三端口上都被直流耦合,對某些應用而言,這可是一大優點。橋式二極管混頻器在RF和LO端口處都具有變壓器,故只有IF是經過直流耦合的。Gilbert-cell混頻器一般通過電容進行交流耦合。

　　其次,橋式二極管混頻器需要LO足夠大以導通兩個二極管。運放混頻器卻沒有這種要求。LO可以很小,只要它大于RF即可。第三,運放混頻器沒有橋式二極管混頻器中的6dB損耗。

　　此外,運放混頻器沒有使用變壓器,因而它可能適合用硅片實現。最后,它具有高輸入阻抗和低輸出阻抗,正如大多數運放電路那樣。

　　這種混頻器的最大缺陷是速度很慢,只在低頻下有用。不過,快速的運算放大器和卓著的構建技術可以擴展頻率范圍。此外,需采用精密電阻器以獲得良好的結果。