文獻標識碼： B
文章編號： 0258-7998(2014)07-0048-03
目前，電動汽車的研發和使用已成為全球科研工作者的熱門研究方向。世界上以特斯拉電動汽車為首，電動汽車技術已經取得了巨大的發展[1]。所以針對電動汽車的充電技術也得到越來越多的關注[2]，尤其是大功率充電器的效率問題。
在電動汽車充電器設計中，因為充電裝置功率等級較高，開關頻率大，所以充電器效率已經成為設計者不可忽視的因素。LLC諧振變換器[3]以其結構簡單、功率密度高、開關損耗小而成為設計者們提高電源系統效率的優先考慮方向。參考文獻[4]提出了基于諧振電流最小的諧振網絡參數優化設計方法。參考文獻[5]介紹了數字芯片產生PWM波驅動LLC諧振網絡，其通用性強，但編程復雜，成本高。參考文獻[6]設計了基于UC3846的變頻電路在LLC半橋控制中的成功運用，為LLC電路模擬控制變頻電路設計提供了思路。
本文在參考前人的基礎上，設計了基于UC3846和ARM9系列數字控制器的電動汽車充電器應用電路，重點討論了LLC諧振半橋的工作原理和基于UC3846的變頻控制方式，并運用數字控制方式實現寬范圍恒流恒壓輸出以及整機系統智能保護。最后給出了實際系統測試結果，驗證設計電路的可行性。
1 半橋LLC工作原理及參數設計
1.1 半橋LLC拓撲及工作原理
LLC諧振兼顧串聯諧振和并聯諧振的優點，能以很小的頻率變化范圍調節寬范圍的輸出頻率，在全負載范圍內實現開關管ZVS。LLC諧振網絡拓撲結構如圖1所示。
圖1中VD1、CO1和VD2、CO2是開關管S1、S2的體二極管和寄生電容，副邊是全波整流電路。其增益特性主要由Cr、Lr、Lm 3個參數決定，在一個工作周期中不同階段Lr和（Lr+Lm）分別與Cr發生諧振，所以該電路有兩個諧振頻率：
LLC諧振網絡增益特性分析主要采用FHA法，將流過諧振電感中的電流近視為正弦波，忽略影響較小的高次諧波分量，這樣LLC網絡增益特性隨負載變化關系可表示為：
從圖2中看出，在相同歸一化頻率下，不同負載對應不同的增益特性。負載越重，即Q越大，變換器的工作頻率也越大。當fs與fr相同(即fn為1)時，變換器歸一化增益
始終為1，與負載無關。以 fs為界，fs左邊是ZCS區，右邊是ZVS區。當LLC諧振轉換器工作在ZCS區時，在開關瞬間有大量的反向恢復電流流過MOSFET，要充分利用最小工作頻率的限制不讓帶MOSFET的LLC諧振轉換器進入ZCS區。因此，在實際設計中應使變換器工作頻率限制在fs和fr之間，并盡量靠近fr，最低工作頻率fsmin應該大于fs，這樣可以使變換器實現全負載ZVS和保持在較高的效率。
1.2 諧振網絡參數設計
對于LLC諧振半橋網絡，其前級輸入是PFC輸出，由式(1)、式(2)根據輸入電壓和輸出要求可以確定LLC網絡增益，并確定工作頻率范圍。從1.1節的分析可知，LLC諧振網絡參數的選取必須保證電路工作在感性區。由式（3）可得諧振網絡歸一化阻抗表達式為：
為保證諧振網絡工作在感性區，即諧振電流滯后于輸入電壓，令式（4）的虛部為零，可以得到容性區和感性區的臨界點，此時：
此外，為了實現半橋開關管ZVS，必需保證第一個半周期結束時，諧振電流大于在死區時間內給CO完全放電所需的最小電流，此處不再盡述。
2 LLC半橋主電路控制設計
電動汽車的充電方式主要采用三段式充電法，為了滿足各充電階段的充電電壓、電流變化需求，在本設計中采用UC3854實現LLC網絡的變頻控制，利用數字芯片來控制LLC網絡輸出不同的充電電壓和電流。
2.1 變頻電路設計
由第1節敘述分析可知，對LLC諧振網絡采用PFM控制，并且開關頻率要限制在合適的范圍內。本文選擇模擬芯片UC3846實現變頻控制功能。UC3846是TI公司的電流脈寬調制芯片，雙端輸出正好符合半橋結構兩個開關管驅動的要求。其主要優點是功能齊全，具有自動前饋補償、強大的帶載響應特性、欠壓保護、軟啟動等功能，工作頻率高達500 kHz，完全符合本電源系統的要求。其主控電路設計如圖3所示。其中，UC3846振蕩寬頻率由RT、CT決定:
通常RT阻值不變，通過改變振蕩CT的充電時間來改變輸出的脈沖頻率。圖3中引腳CT和Q1、D3、D5、C5、R11構成變頻電路，穩壓管D3、D5起到限制頻率范圍的作用。當系統輸出環路輸出參數變換時，UC3846芯片輸出驅動信號發生變化，驅動信號累加和AB_SUM死區寬度改變，電容CT充電時間發生變化，改變驅動信號頻率。D5起到抑制尖峰作用，C5累加死區脈沖。
本電源系統設計要求額定輸出電壓80 V時諧振頻率為36 kHz，輸出電壓范圍為60 V～100 V，且開關頻率范圍限制在30 kHz～48 kHz之間，穩壓管D3限制工作頻率。
2.2 雙閉環控制回路設計
因為系統需要輸出電壓、電流的精確控制，所以采用雙閉環控制。電壓環路和電流環路如圖3中所示。其中，電壓外環的輸出作為電流內環的基準值。電流環路采用“電壓回縮”設計，即通過調整電壓參考值，保持輸出電流恒定，滿足恒流要求。具體電路如圖4所示，電壓基準值V_REF首先由ARM9數字控制器給定V_SET。V_SET即是最終需要的輸出電壓，經電平轉換后得到恒定的電壓基準值V_RRF，電流基準值也是如此。但V_REF同時受到I_REF影響，在圖4中，當電流給定，I_SET增大時，I_REF同比例增大，運放IC12輸出為負，Q1導通，“電壓回縮”電路工作，電阻Rss被接入電路，與V_REF后級分壓電路并聯， 使得V_REF分壓減小，輸入UC3846芯片內部的電壓基準值降低，保持恒流輸出。這樣通過在數字芯片中調整V_REF和I_REF滿足了電動汽車各階段的充電電壓、電流需求。
2.3 系統保護電路設計
充分利用芯片shutdown引腳，當其電壓低于0.5 V時，芯片內部關閉驅動信號輸出，LLC半橋電路停止工作，實現系統保護。保護電路主要是充電電路過壓、過流保護，其他保護(如溫度等)此處不再盡述。因為電源系統是大功率輸出，當發生短路故障時，系統流過的電流將非常大，對整個系統及人員的危害會非常巨大。因此，過壓、過流保護非常重要。整機系統輸出端過壓、過流保護電路設計如圖5所示。
在圖5中，外圍電路實時檢測充電器輸出電壓、電流等電氣參數，電壓、電流經過分壓和數字處理后與保護設定值比較。當系統輸出電壓、電流超出保護設定值時，主控芯片shutdown引腳被觸發，以保護后級電路。
3 系統實例測試及結果
為驗證所設計充電控制系統的正確性和可靠性，在一臺實驗樣機上進行了相關測試。樣機LLC諧振具體主要參數如下：
(1)輸入電壓：
Vdcmin=390 V，Vdcmax=410 V，Vdc=400 V；
(2)輸出電壓：
Vomin=60 V，Vomax=100 V，Vo=80 V；
(3)空載輸出功率：Pe=3 000 W；
(4)滿載輸出功率：
Po=(Vomax+Vf)Io=(100+0.8)×33.3 W=3.356 6 kW；
(5)諧振頻率：fr=36 kHz；
(6)正常工作頻率區間：30 kHz～48 kHz。
通過理論分析，設計LLC諧振參數分別近似取為：Lr=58 μH，Lm=168 μH，Cr=330 nF，變壓器匝比n=2.562 5，原邊近似取14匝，副邊6匝，選擇EE70/32型磁芯。LLC諧振半橋的充電器整機系統測試結果如圖6所示，圖6(a)是樣機輸出短路測試曲線，圖6(b)是系統輸出電壓/電流測試和整機效率曲線。其中，電壓/電流波形橫坐標是時間，縱坐標是幅值，短路測試中輸出電流、電壓分別為200A/格、20V/格，帶載電壓調節測試中電流、電壓為20A(V)/格。圖6中的短路輸出測試表明(實際測試時是3個模塊并聯)：系統短路時，電流急劇上升（最高接近600 A），過流保護電路工作，芯片頻繁重新啟動，維持15 A低電流輸出。從系統電壓測試和效率測試結果看出，樣機在限頻模式下能夠實現輸出電壓/電流的連續調節，且調節過程平穩光滑，測試結果以98 V～58 V為例。另外，效率曲線表明，整機系統效率維持在92%以上的較高水平。相比于小功率LLC諧振電源高效率特性，本設計能夠在大功率場合也能保持較高的效率，具有擴展性。
本文針對LLC型半橋高效率電動汽車充電器，在對電動汽車充電原理和LLC半橋工作過程的分析基礎上，設計了以UC3846和ARM9為核心的控制電路，實現電源系統電壓/電流輸出的寬范圍調節，滿足各階段充電需求和智能控制。并且采用變頻控制，充分利用LLC諧振網絡的軟開關特性實現電源系統的高效率輸出。設計的樣機運智能化程度高，運行可靠，滿足要求。
參考文獻
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