0 引言
    自適應光學(AO)系統中，變形鏡(DM)作為一種波前校正器，通過改變鏡面形狀校正由大氣湍流等引起的波前畸變，從而改善成像質量，提高圖像分辨率。壓電陶瓷類變形鏡鏡面的變形是由多個一端固定于鏡面，另一端固定于底座的壓電陶瓷驅動器(PZT)的伸縮來實現的。每一個驅動器都需要一個獨立的驅動電源給它提供驅動電壓，PZT在外電場的作用下，由于逆壓電效應，將產生垂直和水平方向上的伸縮形變，從而帶動鏡面產生形變。
    為了產生所需的正負形變量需要給PZT施予雙極性的幾百甚至上千伏的高電壓，因此需要驅動電源能、夠輸出雙極性高電壓信號。壓電陶瓷類變形鏡驅動器等效為容性負載，則當工作頻率升高或電壓升高時，所需的驅動電流將增加。隨著AO系統校正時間頻率提高，對變形鏡高壓驅動電源的動態性能要求越來越高，同時隨著AO系統校正空間頻率增加，其單元數也在不斷增加，因此對驅動電源的動態性能、體積、功耗等提出了更高的要求。目前市場上雙極性高壓輸出的壓電陶瓷驅動電源性能優良，但是體積大、通道數少、不易擴展，不能滿足多單元(幾百上千)變形鏡驅動的要求。本文研制了一種基于光耦和功率NMOS管的壓電陶瓷驅動電源，具有較好的動態性能，且電路結構簡單便于擴展。

1 變形鏡高壓驅動電源設計
1．1 變形鏡高壓驅動電源工作原理
    壓電陶瓷類變形鏡對高壓驅動電源的要求除了雙極性高壓輸出和高的動態性能外，還要求驅動電源具有穩定性高、線性度好、紋波小等特點。通常驅動電源采用如圖1所示的直流放大式的原理結構，它主要由誤差放大級、高壓功率放大級、電壓負反饋網絡和高壓直流電源等組成。誤差放大級放大輸入低壓控制信號與電壓反饋信號的差值形成負反饋，穩定驅動電源閉環時的電壓增益；高壓功率放大級實現電壓和電流的放大，滿足變形鏡驅動對電壓和電流的要求；高壓直流電源為高壓功率放大級提供所需的高壓直流電壓。

    基于以上的原理結構，本文設計的變形鏡高壓驅動電源原理圖如圖2所示，低壓集成運放U1A構成誤差放大級；電阻R2與C1的用于降低該級高頻增益，避免振蕩。誤差放大級的輸出驅動高壓功率放大級，使之產生高壓功率信號，驅動變形鏡壓電陶瓷驅動器。電阻Rf，R3和耐高壓電容Cf構成電壓負反饋，使驅動電源帶寬范圍內的閉環電壓增益穩定為1+Rf／R3，微調R3可得到所需放大倍數的精確值。高壓直流電源采用±340 V輸出的開關穩壓電源，經穩壓、濾波后給高壓功率放大級提供高壓直流電壓。
1．2 高壓功率放大級
    高壓功率放大級為該驅動電源的核心部分，由圖2可知高壓功率放大級由上、下兩個結構完全相同的單元電路組成。以上半部分單元電路為例，光耦U2發射極輸出電流為該單元電路的輸入信號，該輸入信號從基極驅動晶體管Q2，而光耦U2和晶體管Q2共同從源極驅動功率NMOS管Q1導通。當輸入信號為0時，光耦U2和晶體管Q2不導通，此時NMOS管Q1與電阻R10，R14和穩壓管D1構成輸出電流恒定的電流源。當光耦U2輸出電流增大時，驅動晶體管Q2集電極-射極電流增大，Q2可視為由光耦輸出電流控制的電流源，同時電流源驅動NMOS管Q1構成的電流源輸出電流增加。總之，該單元電路可視為由光耦輸出電流控制的可變電流源。
    兩個單元電路如圖2中所示縱向連接時，上、下兩單元電路相互地看成電流源(相互看阻抗非常大)，因此無負載時，上下兩受控電流源電流值微小的變化將會在輸出V。處產生很大的電壓擺動，從而實現了電壓的放大。由于晶體管構成的受控電流源具有很高的電流放大倍數，當驅動電源驅動容性負載時，光耦輸出電流很小的變化就能使受控單元電路產生很大的輸出電流，使驅動電源能夠輸出到負載或從負載吸入很大的電流，從而實現了功率的放大。與傳統的具有相對獨立電壓放大級和功率級驅動電源相比，該驅動電源將電壓放大級和功率放大級合二為一，在保證功率帶寬的前提下，減少了電路級數。
    高壓功率放大級的輸入信號由光耦產生，由于光耦內部是通過光來實現信號的傳輸，光耦輸入與輸出信號在電學上是分離的，因此不論光耦輸入與輸出級存在多大的電位差都可以實現信號的傳輸。這使誤差放大級的低壓輸出信號就可控制高壓功率放大級的高壓信號。同時由于光耦的分相隔離作用，使高壓功率放大級對PZT驅動器的充放電回路能夠采用相同的電路結構。并且單元電路中只采用了高壓大功率的NMOS管，而避免了使用很難得到的耐高壓功率PMOS管，從而大大簡化了電路結構。使之具有應用于多單元壓電陶瓷類變形鏡驅動的先決條件。
1．3 驅動電源穩定性控制
    高壓驅動電源驅動容性的變形鏡驅動器時，驅動器電容CL與驅動電源開環輸出電阻Ro相互作用，在驅動電源的響應上會產生新的極點，導致相位滯后，從而影響驅動電源的穩定性。為確保穩定、避免振蕩，在驅動電源反饋電阻Rf上并聯耐高壓電容Cf，使之在帶寬范圍內的反饋通路上增加零點，產生相位超前，補償接入容性負載引起的相位滯后，從而保證了驅動電源的穩定性。

2 實驗結果及性能分析
    為了測試驅動電源的性能，驅動電源驅動100 nF容性負載(壓電陶瓷)時，對其正弦信號激勵下的響應、階躍響應和線性度進行了測試。實驗中低壓電源采用±12 V輸出直流穩壓電源，高壓直流電源采用±340 V輸出的開關穩壓電源。
2．1 正弦激勵響應及頻率響應特性
利用正弦激勵響應測試其頻率響應特性，顯然隨著輸出信號幅值和頻率的增加，其波形失真度也會增加，而變形鏡需要得到穩定不失真的功率信號，故設定其波形失真度為0．1％時，測試其輸出功率信號的頻率帶寬，當輸入信號幅值為±1 V時，輸出幅值為±60 V，其頻率可達10 kHz，如圖3(a)所示。當輸入信號幅值為±5 V時，輸出幅值為±300 V(大信號)，其頻率可達2 kHz，如圖3(b)所示，瞬時輸出／吸入電流最大可達400mA。

2．2 階躍響應及穩定性
    當驅動電源輸入50 Hz，幅值為-5～+5 V的階躍信號時，對應輸出為-300～+300 V，50 Hz的階躍信號，圖4為階躍響應上升沿和下降沿的輸入／輸出波形圖，從圖中可看出其上升時間和下降時間均約為0．1 ms，說明驅動電源具有較強的跟隨能力和動態性能。時域階躍響應中沒有出現振鈴現象，說明驅動電源具有足夠的相位裕度，穩定性較好。
2．3 驅動電源線性度
    設置驅動電源的放大倍數為60倍，輸入控制信號電壓為-5～+5 V(對應輸出為-300～+300 V)，每隔0．5 V采用精度為0．1％的電壓表測試其輸出。圖5為輸入／輸出采樣點及擬合曲線圖，驅動電源的線性度大于99．9％，這說明驅動電源輸出能很好地跟隨輸入信號，具有很高的線性度。

3 結語
    分析和實驗表明，本文設計的壓電陶瓷驅動電源采用光耦分相隔離驅動晶體管，構成受控電流源從源極驅動功率NMOS管，在實現電壓放大的同時實現了功率的放大，在保證功率帶寬的前提下簡化了電路結構。在驅動100 nF容性負載時，不失真小信號響應頻率達10 kHz，大信號響應頻率為2 kHz，瞬時充放電電流可達400 mA。該驅動電源的性能能夠滿足目前變形鏡驅動的要求，并且電路結構簡單、便于擴展，在多單元壓電陶瓷類變形鏡的驅動上具有應用前景。