1 引言

　　高頻脈沖交流環節逆變器[1～5]，如圖1所示。該電路結構[5]由高頻逆變器(推挽式、半橋式、全橋式)、高頻變壓器、周波變換器(全波式、橋式)構成，具有電路拓撲簡潔、雙向功率流、兩級功率變換(DC/HFAC/LFAC)、變換效率高等優點。

圖1 高頻脈沖交流環節逆變器電路結構

　　但這類逆變器在采用傳統的PWM技術時，周波變換器器件換流將打斷高頻變壓器漏感中連續的電流而造成不可避免的電壓過沖。由于這個原因，這類方案都需采用一些緩沖電路或有源電壓箝位電路來吸收存儲在漏感中的能量。有源電壓箝位電路是以增加功率器件數和控制電路的復雜性為代價的，故不十分理想。

　　因此，在不增加電路拓撲復雜性的前提下，如何解決高頻脈沖交流環節逆變器固有的電壓過沖問題和實現周波變換器的軟換流技術，是高頻環節逆變技術的一個研究重點。為此，本文提出和研究了單極性、雙極性移相控制策略，可分別使得逆變器功率器件實現ZVS或ZVZCS軟開關。

　　2 單極性移相控制原理

　　根據高頻逆變器(推挽式、半橋式、全橋式)、周波變換器(全波式、橋式)的組合不同，高頻脈沖交流環節逆變器具有6種電路拓撲[5]，其中全橋全波式、全橋橋式電路如圖2所示。

圖2 全橋全波式和全橋橋式逆變器電路

圖3　單極性移相控制原理

　　以全橋全波式高頻脈沖交流環節逆變器為例，其單極性移相控制原理，如圖3所示。高頻逆變器將輸入電壓Ui調制成雙極性三態電壓波uEF，周波變換器將此電壓波解調為單極性SPWM波uDC，經輸出濾波后得到正弦電壓uo，周波變換器功率開關在uEF為零期間進行ZVS換流。逆變器右橋臂相對左橋臂存在移相角θ，而且輸出濾波器前端電壓uDC為單極性SPWM波，故為單極性移相控制。S1與S4、S2與S3之間在一個開關周期Ts內的共同導通時間為

　　Tcom=Ts(180o-θ)/ (2×180o )　　　　　　　　　　　　　(1)

　　當輸入電壓Ui降低或負載變大時，導致輸出電壓uo降低，閉環反饋控制使得移相角θ減小、共同導通時間Tcom增大，從而使得輸出電壓增大。因此，調節移相角θ可實現輸出電壓的穩定。

實現單極性移相控制的具體方案為：1、將輸出電壓反饋信號uof與正弦基準電壓uref比較放大后得到電壓誤差放大信號ue1，ue1與載波uc比較后得到信號k1，k1下降沿二分頻、反相互補后分別得到功率開關S1、S3的驅動信號;2、將ue1反極性信號ue2與載波uc比較后得到信號k2，k2下降沿二分頻、反相互補后分別得到功率開關S2、S4的驅動信號;3、將載波uc下降沿二分頻、反相互補后分別得到功率開關S5(S6)、S7(S8)的驅動信號。

　　在逆變器穩態工作且輸出濾波電感電流iLf連續時，一個高頻開關周期Ts內可分為六個開關狀態(以uDC>0時為例)，如圖4(a)～(f)所示。圖4(a)、(b) 、(d)、(e)和圖4 (c)、(f)可分別用圖4(g)、(h)所示等效電路表示，其中r為包括變壓器漏阻抗、功率開關通態電阻、濾波電感寄生電阻等在內的等效阻抗。

圖4 單極性移相控制逆變器開關狀態電路及等效電路

　　由于開關頻率Fs遠大于輸出LC濾波器的截止頻率和輸出電壓頻率，在一個開關周期內輸出電壓uo可看成恒定量。圖4(g)所示等效電路的狀態方程為

　　3 雙極性移相控制原理

　　高頻脈沖交流環節逆變器雙極性移相控制原理(以全橋全波式為例),如圖5所示。輸出電壓反饋信號uof與正弦基準電壓uref比較，經PI調節器得到誤差放大信號ue，ue分別與極性相反的兩個載波信號uc1、uc2比較后，經上升沿二分頻，再按輸出濾波電流極性選擇導通，得到開關S5、S6的驅動信號。開關S7、S8的驅動信號分別與S5、S6的信號反相互補，并且有換流重疊時間(圖中未畫出)。將載波信號uc1二分頻后得到開關S1和S4的驅動信號，反相后得到開關S2和S3的驅動信號。

　　讓周波變換器的功率開關S5與S7(S6與S8)之間存在換流重疊導通時間、S5與S6(S7與S8)按濾波電感電流iLf極性選擇導通，從而使得該控制方案具有如下優點：1、周波變換器換流重疊期間實現了變壓器漏感能量的自然換流，實現了功率器件的零電流開關;2、實現了濾波電感電流的自然續流;3、iLf極性選擇信號的引入避免了換流重疊期間周波變換器中的環流現象;4、每個開關周期內兩次交流側的能量回饋實現了逆變橋所有功率器件的零電壓開通[5]。

圖5 雙極性移相控制原理