在超聲流量檢測過程中，由于環境噪聲使得流量檢測的精度收到了嚴重的影響。目前多采用軟件濾波的方法，對采集回來的聲波信號進行數字處理，以提高檢測的精度。此類方法對硬件處理器的運算能力要求較高，而且會影響檢測的實時性。隨著微電子技術的不斷進步，FPGA的容量和處理速度已有了飛躍性的提高。特別是在數字信號處理方面，其性能已經超過了某些專用的信號處理芯片。本文在的超聲波流量檢測信號采樣處理電路中，采用FPGA實現了聲波信號的高速緩存和FIR濾波器，不僅達到了預期的消噪效果，而且提高了系統運行速度和集成度。下面將介紹FIR濾波器的具體實現過程。

1 數字濾波原理與設計

FIR數字濾波器的特性可以用它的系統轉移函數或差分方程來描述。一般地，線性是不變離散系統的差分方程，可表示為：

式中：zr，pk分別為H(z)的M個零點和N個極點，它們由系統的形式和各系統參數ak，br所決定。FIR濾波器都是非遞歸形式的濾波器。

此系統的輸出只與輸入x(n)，x(n-1)，…有關，而與系統過去的輸出y(n-1)，y(n-2)，…無關，此即非遞歸濾波器。

濾波器設計采用Matlab中的FDA Tool計算帶通濾波器系數。濾波器采用Kaiser窗函數設計，采樣頻率為40MHz，窗上下截止頻率分別為3MHz和7MHz。由此得到的濾波器系數為：

2 FIR濾波器的FPGA實現

由式(4)可知，FIR濾波器的數學表達式就是卷積運算，也就是做乘加運算。例如，一個M階的FIR濾波器的輸出是輸入樣本的M個依次值的加權和，加權系數就是此濾波器的單位沖激響應值。對于上節設計的10階線性FIR濾波器，可以得到：

這樣，10階FIR濾波器的結構可以描述為：輸入樣本x(n)經過10階移位寄存器延遲后得到10個具有不同延遲的抽頭，將對稱的抽頭值相加后再與相應的權系數相乘，5個乘積相加就得到濾波器的輸出值。濾波器結構如圖1所示。

濾波器抽頭與權系數之間存在著乘法運算，在硬件實現中乘法運算是相當復雜的運算，不僅占用大量硬件資源，而且運算速度較慢。為了提高運算速度，在此利用FPGA邏輯單元(LE)中的查找表實現替代乘法運算的查表運算。為了說明方便，在此以4階濾波器為例，數據為2位的二進制整形。設a(1)=01，a(2)=11，h(1)=10，h(2)=01，權系數與抽頭之間的乘加運算如圖2所示。

圖2中，P1(n)為抽頭低位與權系數的乘積結果，P2(n)為抽頭高位與權系數的乘積結果，在此稱之為單位積。常規的計算順序是先將P1(n)和P2(n)的對應項在垂直方向上移位相加，所得結果再進行水平方向上相加。但是從圖中可以看出，先將P1(n)和P2(n)在水平方向上相加，然后再進行垂直方向上移位相加，所得的結果是一樣的。第二種順序中，P1(n)和P2(n)是h(n)和a(n)的某個比特位的乘積，而對于設計好的FIR濾波器h(n)是固定的，這樣就可以通過a(n)某比特位的組合來查表求出P1(n)或P2(n)，并在水平方向上實現求和。如表1所示，a1(n)表示a(n)的低位組合，單位積P1表示相應的權系數和。

對于a(n)的高位組合，單位積P2可以建立同樣的組合表。將P1和P2移位相加，即可得到濾波器的輸出結果。在此例中采用的是2位二進制的權系數和輸入樣本，對于高精度的權系數和輸入樣本，只不過是增加更多的單位積P3，P4，…等等。

實際操作過程中，基于FPGA的FIR濾波器通過三步完成，第一步將輸入信號x(n)進行移位延遲，形成n階抽頭，再將相互對稱的抽頭相加得到濾波器抽頭；第二步在FPGA中構造ROM，按前一步產生的濾波器抽頭進行查表運算；最后將所有位的查表運算結果移位相加得到濾波器輸出y(n)。

3 試驗結果分析

采用Altera公司的FPGA器件EPF10K30實現10階的帶通FIR濾波器進行試驗。A/D采樣頻率為40MHz，精度為12位，聲波中心頻率為5M-Hz。A/D采樣得到的原始聲波信號如圖3所示。經過FIR濾波器處理后的聲波信號如圖4所示。

試驗結果表明，采用FPGA實現的FIR濾波器有效地消弱了噪聲干擾，在保證實時性的基礎上，為后期處理提供了可靠的數據。

4 結論

針對超聲波信號中的噪聲采用基于FPGA的FIR濾波，提高了硬件電路的集成度，并取得了良好的消噪效果。在硬件實現過程中采用查表方法替代濾波過程中的乘法運算，節省了占用的片內資源，提高了處理速度。同時由于采用了并行硬件算法，其處理速度遠高于CPU或DSP上的程序處理速度。