在您努力想要找到正確的電壓參考設計時，高分辨率混頻信號器件會帶來一個有趣的挑戰。盡管沒有一款適合所有電壓參考設計的通用解決方案，但是圖1所示電路還是為您的16位以上的轉換器提供了一款不錯的解決方案。

　　高分辨率轉換器存在的一些問題是電壓參考噪聲、穩定性，以及該參考電路驅動轉換器電壓參考引腳的能力。R1、C2和C3無源濾波器隨電壓參考噪聲急劇下降。這種低通濾波器的轉角頻率為1.59Hz。該濾波器可減少寬帶噪聲和極低頻噪聲。附加R-C濾波器使噪聲水平降至20位ADC的可控范圍以內。這一結果令人鼓舞。但是，如果電流受到拉力，從ADC參考引腳流經R1，則壓降會破壞轉換，因為每個位判定 （bit decision） 都有一次壓降（請參見參考文獻 1）。

　　圖 1 16位以上ADC電壓參考電路

　　圖1所示電路圖有一個運算放大器 （op amp），旨在“隔離”C2、R1和C3低通濾波器，并為ADC的電壓參考引腳提供足夠的驅動力。25℃時，CMOS運算放大器 （OPA350） 的輸入偏置電流為10 pA。這一電流與R1（10 kΩ）共同產生一個100 nV的恒定DC壓降。這種水平的壓降不會改變23位ADC的最終位判定。運算放大器的輸入偏置電流隨溫度變化而改變，這是實際情況，但在125℃溫度下您可以預計一個不超過10 nA的最大電流值，其在100℃溫度范圍產生100 μV的變化。

　　我們需要將R1的這種壓降考慮進來。該壓降會增加電壓參考器件的誤差。假設電壓參考電路的初始誤差為±0.05%，且誤差溫度為3 ppm/℃。參考電壓為4.096伏時，室溫下初始電壓參考誤差等于2.05mV，125℃時增加1.23 mV。圖1所示電路中，隨著運算放大器偏移和輸入偏置電流誤差的變化，參考電壓器件占主導地位。連接至圖1所示電路的ADC，承受的誤差是參考電壓、R1和OPA350（增益誤差）所產生誤差的和。

　　運算放大器驅動一個10 μF電容器 （C4） 和ADC的電壓參考輸入引腳。位于C4上的電荷提供ADC轉換期間所需的電荷。在ADC的數據采集和轉換期間，C4容量的大小為ADC的參考引腳提供一種恒定的電壓參考，其通常具有約2到50 pF的輸入電容。

　　圖1所示電路中，需要注意的最后一點。C4和運算放大器開環輸出電阻 （RO） 改變放大器的開環增益 （AOL） 曲線時，您可以對放大器的穩定性做折中處理。參考文獻2中的討論說明了找出這一問題的過程?；旧隙裕哂休^好穩定性的電路是改進運算放大器AOL曲線和閉環電壓增益曲線的閉合速率為20dB的電路。

　　圖2 圖1所示OPA350緩沖頻率響應

　　該穩定電路中，極點和零點的頻率位置計算如下，其中OPA350的開環輸出電阻為50Ω （RO），而C4 （RESR） 的ESR為2 mΩ。

　　參考文獻：

　　•《提升混頻信號電壓參考》，作者：Baker， Bonnie

　　•《只需使用一個100Ω電阻器》，作者：Baker， Bonnie